Антенны для мобильных средств связи

8

Федеральное агентство по образованию

Томский государственный университет (ТГУ)

Радиофизический факультет

БАКАЛАВРСКАЯ РАБОТА

Антенны для мобильных средств беспроводной связи

Томск 2009

ОГЛАВЛЕНИЕ

Введение

1. Основные характеристики антенн

1.1 Входной импеданс

1.2 Коэффициент стоячей волны

1.3 Диаграмма направленности

2. Типы встраиваемых антенн, использующихся для мобильных средств связи

2.1 Спиральные антенны

2.2 Inverted L-antenna

2.3 Inverted F-antenna

2.4 Planar inverted F-antenna

3. Экспериментальное исследование антенн для мобильных средств

связи

3.1 Результаты численного моделирования

3.1.1 Inverted L-antenna

3.1.2 Inverted F-antenna

3.2 Результаты экспериментального исследования

3.2.1 Методика измерения характеристик

3.2.2 Характеристики inverted F-antenna

Заключение

Список использованных источников

Введение

Эпоха нанотехнологий, прежде всего – эпоха быстрого развития технологий и подъём научно-технический прогресса, эпоха рыночной экономики и жёсткой конкуренции. Всё усилия человека направлены на улучшение условий своей жизнедеятельности. Но ограниченность ресурсов заставляет его использовать последние как можно более эффективно. Это и объясняет резкий рост интереса учёных к развитию машиностроения. Век информации требует от человека скорейшей обработки и передачи данных. Но передавать информацию телеграфным методом становится всё более трудоёмким и невыгодным делом. Другими словами – это “вчерашний день”. Следующим шагом развития в этом направлении является беспроводная связь.

Можно выделить несколько основных преимуществ беспроводной связи: удобство эксплуатации, простота технологий, дешевизна, быстрая окупаемость и другие. Проще говоря, если бы человеку потребовалось соорудить дом, в котором всё управлялось бы компьютером (что уже не новшество), то провода системы управления этим домом занимали бы добрую долю всего помещения. О выгоде беспроводной связи здесь и говорить не приходится.

Но, чтобы было возможным осуществлять такие методы передачи информации, нужны надёжные приёмно-передающие антенны. Нужно сказать, что такие антенны должны обладать, в лучшем случае, способностью обрабатывать сигналы в широкой полосе частот, иметь небольшие габариты и простое конструктивное исполнение, если речь идёт о системах для обычного потребителя, быть безопасными в плане излишнего вредного излучения, иметь весьма небольшую себестоимость.

Автор данной работы ставит перед собой задачу исследовать возможность создания одного из вариантов встроенной антенны, используемой для беспроводной передачи информации и отвечающей перечисленным выше требованиям. Для этого следует ознакомиться и изучить характеристики таких антенн, разобраться с возможными затруднениями их конструирования и исходить из целесообразности эксплуатации того или иного типа встроенной антенны, учитывая максимально выгодные характеристики и наименьшее воздействие на пользователя.

1. Основные характеристики антенн

Для оценки и сравнения между собой различных антенн вводится ряд характеристик. В данной главе рассматриваются параметры, характеризующие направленные свойства антенны и степень согласованности антенны с фидером.

1.1 Входной импеданс

Антенна, подключённая к генератору через фидерную линию, выступает в качестве нагрузки (рисунок 1, – входное сопротивление антенны, – сопротивление фидерной линии).

Рисунок 1 – Электрическая схема с подключенной антенной в виде нагрузки

Нагрузка антенны, в этом случае, определяется как , где – активное (ёмкостное) сопротивление, – реактивное (индуктивное) сопротивление. Величина называется входным импедансом антенны. При несовпадении антенны с волновым сопротивлением фидерной линии и при ненулевом значении , мощность, излучённая генератором, частично отражается и возвращается в генератор, вызывая при этом нежелательные помехи в устойчивой работе такой электрической схемы. Поэтому вводят понятие условия согласования антенны с фидером. Условие согласования – условие, при котором максимальная мощность передаётся в нагрузку.

Чтобы определить численное значение входного импеданса, представим схему на рисунке 1 в немного упрощённом варианте (рисунок 2).

Рисунок 2 – Схема подключения антенны к генератору через фидерную линию

Здесь Z(ф) – волновое сопротивление фидера, S(вх) – площадь входа антенны, V(а) – объём передающего устройства, S(а) – поверхностная площадь антенны. Тогда поток мощности, проходящий через площадь входа устройства, определится выражением:

,

где и – магнитная и электрическая проницаемости среды, H и E – магнитная и электрическая напряжённости поля. Отсюда получаем:

,

,

– входное значение силы тока. Запишем полное выражение для входного импеданса.

.

1.2 Коэффициент стоячей волны

Характеризует степень согласования антенны и фидера (также говорят о согласовании выхода передатчика и фидера). На практике всегда часть передаваемой энергии отражается и возвращается в передатчик. Отражённая энергия ухудшает работу передатчика и может его повредить.

Коэффициент стоячей волны определяется через коэффициент отражения в линии. Коэффициентом отражения называется отношение напряжения (U_отр) или тока (I_отр) отражённой волны в точке отражения к напряжению (U_пад) или току (I_пад) падающей волны в этой же точке.

.

Тогда коэффициент стоячей волны (КСВ) можно записать как

.

1.3 Диаграмма направленности

Направленные свойства любой антенны принято определять амплитудной характеристикой направленности, т.е. зависимостью величины излучаемого антенной поля в точке наблюдения от направления на эту точку, характеризуемого в сферической системе координат углами х, ц или И, Ц. Графическое изображение амплитудной характеристики направленности называют диаграммой направленности антенны. На рисунке 3 представлена диаграмма направленности (ДН) в сферической системе координат.

Рисунок 3 – Диаграмма направленности в сферической системе координат

Напряжённость поля любой антенны определяется формулой:

.

Здесь A – множитель, не зависящий от направления на точку наблюдения; || – амплитудная характеристика направленности; – фазовая характеристика направленности антенны (зависимость фазы поля, создаваемого антенной, от направления на эту точку). Множитель определяет не только величину, но и фазу напряжённости поля, так как при переходе функции через нуль меняется её знак, что соответствует скачку фазы напряжённости поля на 180°. Поэтому амплитудной характеристикой направленности является модуль функции . Для упрощения записи обычно знак модуля опускают. Выражение = называют комплексной характеристикой направленности антенны.

Пространственная ДН изображается в виде поверхности или , описываемой концом радиус-вектора, исходящего из начала координат, длина которого в каждом направлении в определённом масштабе равна функции . На рисунке 4 изображена пространственная ДН элементарного вибратора (тороид). Построение таких диаграмм неудобно. На практике обычно пользуются двумерными ДН, изображающими характеристику направленности в каких-либо выбранных плоскостях. В качестве таких плоскостей большей частью выбирают две взаимно перпендикулярные плоскости, проходящие через направление максимального излучения. Для антенн, излучающих линейно поляризованное поле, этими плоскостями называют плоскости, в которых лежит либо вектор E (плоскость E), либо вектор H (плоскость H).

Рисунок 4 – Пространственное изображение ДН элементарного вибратора

2. Типы встраиваемых антенн, используемых для мобильных средств связи

В этой главе работы рассмотрен дизайн антенн для сотовых телефонов. Разработка антенн для мобильных средств связи, в первую очередь, велась в отношении мобильных телефонов. Лишь спустя некоторое время наработки в этой области были использованы для разработки дизайна антенн для переносимых персональных компьютеров-ноутбуков. Поэтому рассмотрение дизайна и характеристик антенн для мобильных телефонов позволяет взглянуть на вопрос более широко.

Рассмотрение дизайна антенн для сотовых телефонов начинается с рассмотрения ряда причин, его определяющих. Основным является то, что рабочая полоса частот сотовых телефонов во многом определяет внешние параметры и размеры таких антенн. Нужно также сказать, что антенны, предназначенные для сотовой связи, работают с волнами, поляризованными преимущественно в вертикальной плоскости и распространяющиеся в плоскости параллельной земле, т.е. с волнами линейной вертикальной поляризации, идущими в горизонтальном направлении.

Таблица 1

Характеристики для антенны пользовательского абонентского пункта

В таблице 1 показаны общие требования к антеннам сотовых телефонов. Основным фактором, определяющим размеры антенны, является рабочая частота. Полоса частот для сотовых телефонов варьируется в пределах (824-894) МГц с центральной частотой 859 МГц и полосой пропускания 8.1%. Длина волны на этой частоте составляет 35 см. Отсюда понятно, что размеры встроенной антенны должны одновременно удовлетворять этой длине волны и, в то же время, быть как можно более компактными. К примеру, длина полуволнового диполя на этой частоте будет составлять порядка 18 см. Требуемые размеры антенн для сотовых телефонов видны из приведённой таблицы. Длина антенны не должна превышать 10 см, а высота – 5 см. Требуемый коэффициент направленного действия (КНД) встроенной антенны должен составлять около 3 дБ. У полуволнового диполя он равен 2.15 дБ. Линейная вертикальная поляризация необходима из-за того, что многие антенные станции излучают волны преимущественно этой поляризации. На сегодняшний день существуют типы встроенных антенны, отвечающие всем перечисленным выше требованиям, используемые в беспроводной передачи информации. Большую группы занимают микрополосковые антенны, штыревые антенны, в последующем модифицированные в спиральные антенны для минимизации габаритов, но с сохранением электрической длины, антенны инверсного типа: антенны типа ILA (inverted L-antenna), антенны типа IFA (inverted F-antenna), антенны типа PIFA (planar inverted F-antenna), MPIFA, как разновидность антенн типа PIFA (meandering PIFA). Некоторые характеристики этих антенн представлены в таблице 2.

Таблица 2

Внешние размеры и полоса пропускания некоторых известных антенн

2.1 Спиральные антенны (электрический монополь)

Ещё совсем недавно в сотовых телефонах широко применялись антенны спирального типа. Точнее сказать, что это были электрические штыри, модифицированные таким образом, чтобы их размеры были как можно более компактными. Причиной этого явилось то, что длина антенн штыревого типа равняется четверти длины рабочей волны. А это значит, что при работе на частоте 900 МГц длина такого монополя составит порядка 83 миллиметров. Естественно, встроить антенну такого размера в сотовый телефон – дело затруднительное. Наиболее эффективный метод решения этой проблемы – замена прямолинейного проводника спиралевидным. Антенны такого типа обладают одним очень важным свойством – скорость распространения волны вдоль оси такой антенны меньше скорости света. А это значит, что длина электромагнитной волны в такой структуре меньше длины волны в свободном пространстве. Замедляющие свойства таких структур и позволяют уменьшить длину излучателя в десятки раз, не изменяя его электрические габариты.

Рисунок 5 – Вид спиральной (а) и четверть волновой (б) антенн на резонансную частоту 868 МГц

Применение спиральной антенны позволило решить проблему произвольной ориентации приёмника в пространстве. В антеннах такого типа, в отличие от монополей, можно добиться чувствительности к волнам эллиптической поляризации, а при определённых условия и круговой. Это говорит о том, что антенна будет работать практически при любой ориентации в пространстве и принимать сигналы разного угла наклона плоскости поляризации. Всё это, конечно, имеет силу в пределах диаграммы направленности антенны. Условие круговой поляризации для однородного по значению и фазе тока вдоль спирали задаётся соотношением Вилера [1]:

,

где T – шаг спирали, D – диаметр петли, л – длина волны. Фактически для круговой поляризации угол наклона проводника в спирали относительно ее продольной оси должен составлять 45°. На практике такой угол не выдерживают из-за стремления добиться минимальной физической длины антенны путем увеличения числа витков спирали до максимума. Поэтому в портативных радиосистемах спиральные структуры излучают волны эллиптичной поляризации.

Использование встроенных антенн спирального типа спровоцировало дальнейшее развитие их конструкции, нацеленное на улучшение характеристик таких антенн. Основной проблемой является узкий диапазон принимаемых частот. Одним из способов расширения диапазона является применение переменного шага накрутки спирали, что обеспечивает приём на разных частотах (рисунок 6).

Рисунок 6 – Разрез двухдиапазонной спиральной антенны.

Существенным недостатком таких антенн, применительно к сотовым телефонам, является вид её диаграммы направленности. Спиральные антенны излучают равнозначно как в сторону пользователя сотового телефона, так и в противоположную от него. Это говорит о том, что использование таких антенн для сотовых телефонов нежелательно, в следствие неблагоприятного воздействия излучения на здоровье человека. К тому же для корректной работы такой антенны ориентация её должна быть как можно более вертикальной, из-за того, что волны, которые принимаются сотовыми телефонами, поляризованы преимущественно вертикально.

2.2 Inverted L–antenna

Следующим шагом в развитии встроенных антенн, используемых для сотовых телефонов, явилась inverted L-antenna (ILA). На рисунке 7 схематично изображён вид такой антенны.

Рисунок 7 – Перевёрнутый L-образный вибратор

Антенна типа ILA является монополем, запаянным на конец с проволочным горизонтальным элементом, расположенным над экраном и действующим как емкостная нагрузка. Основополагающим в выборе такой конструкции является её простота изготовления и дешевизна используемых материалов. Кроме того, большинство электрических характеристик такой антенны схожи характеристикам обычного короткого монополя.

Диаграмма направленности (ДН) L-вибратора практически идентична ДН короткого монополя. Как известно, ДН монополя имеет максимум в направлении перпендикулярном его оси, являясь, к тому же, всенаправленной. Что касается L-вибратора, то ненулевой потенциал в его горизонтальном плече несколько изменяет ДН этой антенны, тем самым искажая её всенаправленность. Входной импеданс такой антенны сравним со входным импедансом всё того же короткого монополя: низкое активное и высокое реактивное сопротивления. Активное (R_ILA) и реактивное (X_ILA) сопротивления согласно [6] определяются выражениями:

,

,

где L – длина горизонтальной части, h – её высота над экраном, a – радиус проводника, k – волновое число, L_a = L + a, T = 1 – a/h. На рисунке 9 представлены зависимости R_ILA и X_ILA от L_v/L, L_v – варьируемая длина горизонтальной части антенны. Помимо проволочных ILA возможен альтернативный вариант их исполнения на основе микрополосковых линий. Антенны такого вида используются преимущественно в ноутбуках. На рисунке 8 представлены значения коэффициентов усиления некоторых конструкций такого вида.

Рисунок 8 – Коэффициент усиления печатных диполей

Рисунок 9 – Зависимости активного и реактивного сопротивления от длины горизонтальной части L-вибратора

Как видно из рисунка 9, наличие низкого активного и высокого реактивного сопротивлений чаще всего делают использование ILA неоправданным. Для улучшения параметров согласования такой антенны нужна некоторая модификация в её конструкции. Модифицированными ILA-антеннами являются перевёрнутые F-образные вибраторы.

2.3 Inverted F–antenna

Внешний вид F-образного вибратора схематично изображён на рисунке 10. Inverted F-antenna (IFA) является вариацией антенн типа ILA, изменённой для того, чтобы вещественная часть входного импеданса была больше, чем у ILA. Этим обеспечивается уменьшение потерь рассогласования.

IFA представляет собой, по сути, два соосных L-вибратора разной длины. При этом внешняя вертикальная стойка F-образной антенны нагружена на корпус, тогда как сигнал подается через “внутреннюю” вертикальную секцию. Введение дополнительного L-сегмента обеспечило гибкое управление значением входного сопротивления антенны и существенно упростило ее согласование. Изменяя расстояния S между вертикальными секциями, можно добиться приемлемого значения реактивного сопротивления антенны. Значение S не влияет на резонансную частоту такого излучателя, и за счет улучшенного согласования антенны на резонансной частоте коэффициент стоячей волны по напряжению КСВН (VSWR) может быть менее 2.

Рисунок 10 – Перевёрнутый F-образный вибратор

На рисунке 11 изображен КСВН IFA, имеющая габариты: h = 2,28 см, L = = 7,2 см, радиус проводника 0,15 см, S = 0,68 см. Ширина рабочей полосы частот этой антенны составляет 1,5%.

Рисунок 11- КСВН F-антенны для заданных размеров

Несмотря на относительную простоту изготовления IFA, оптимальный дизайн такой антенны неединственен. Варьируя высоту излучателя и длину горизонтальной части можно изменять электрические характеристики IFA, в том числе и ширину полосы согласования. В заключении нужно сказать о двух важных вещах, касающихся F-образных антенн: во-первых, ширина рабочей полосы частот у антенн такого типа составляет около 2%, что значительно больше, нежели у L-вибраторов, во-вторых, такая полоса частот всё же не достаточна для качественного приёма информации беспроводным путём. Расширение полосы рабочих частот, требует некоторой модификации антенны. Следующим шагом развития таких антенн послужили планарные перевёрнутые F-образные вибраторы.

2.4 Planar inverted F–antenna

Конструктивное исполнение планарных перевёрнутых F-образных вибраторов (PIFA) значительно сложнее, чем у видов антенн, рассмотренных выше. На рисунке 12 изображён чертёж такой антенны.

Рисунок 12 – Планарная F-образная антенна

Электрические характеристики PIFA зависят от размеров верхней излучающей пластины, соотношения длин ее сторон, высоты этой пластины над экраном, размеров и положения вертикальной заземляющей стенки, точки запитки антенны. Ширина полосы пропускания PIFA напрямую зависит от ширины D вертикальной закорачивающей пластины. Наибольшая полоса соответствует случаю совпадения ширины вертикальной пластины D и длины контактирующей с ней стороны горизонтального излучателя W. При этом для соотношения длин сторон горизонтальной пластины W/L = 2 и высоте ее над экраном h = 0,053л достигается 10%-ная полоса рабочих частот. При уменьшении соотношения D/W до уровня 0,1 и менее диапазон рабочих частот сужается до 1 %. На рисунке 13 изображено направление силовых линий поверхностных токов в горизонтальной пластине PIFA для различных соотношений её габаритов.

Наиболее точно величину резонансной частоты рассчитал Minh-Chau T Huynh [2]. Рассмотрев все частные случаи зависимости резонансных частот от геометрии PIFA, им были получены следующие выражения:

Рисунок 13 – Силовые линии поверхностных токов в горизонтальной пластине PIFA

Кроме того, ширина D вертикальной секции влияет также на поляризацию излучения. Лучшие значения КСВН (VSWR) такая антенна имеет при соотношении D/W = 1 (рисунок 14). Габариты антенны составляли: W = 14,32 см, h = 1,57 см, L = = 7,16 см.

Рисунок 14 – Вид КСВН антенны типа PIFA

Помимо использования диэлектрических свойств воздушной среды, в конструкции PIFA пространство под горизонтальной пластиной может быть заполнено диэлектрическим материалом. Такой вариант был предложен специалистами компании Ericsson Microwave Systems для реализации связи по каналу Bluetooth в диапазоне частот 2,40-2,48 ГГц (л ? 12 см) [3]. Измеренная полоса пропускания такой PIFA с диэлектрической прослойкой на резонансной частоте 2,46 ГГц составила 102 МГц.

В антеннах такого типа отсутствуют чёткие соотношения, учитывающих влияние местоположения фидерной линии. Это вынуждает исследователей применять численные методы оптимизации, позволяющие использовать “фидерный эффект” для достижения требуемых параметров PIFA. В частности, одно из направлений совершенствования технологии проектирования PIFA – оптимизация расположения фидерного контакта в совокупности с подбором других геометрических параметров антенны с помощью, так называемых, «генетических алгоритмов».

Для определения импеданса антенны типа PIFA ученые Хельсинкского технологического университета предложили воспользоваться ее эквивалентной схемой, изображённой на рисунке 15.

Как видно из этой схемы, второму этажу соответствует последовательно включенный емкостной элемент, что обусловлено отсутствием фидерного контакта. Если определять полосу пропускания PIFA через среднеквадратическое значение радиальной частоты

и условие КСВН < S, где S – некоторое фиксированное значение КСВН антенны, то, согласно [4] учёных, можно найти максимальное значение дF :

Рисунок 15 – Эквивалентная электрическая схема антенны типа PIFA

,

где

и –

добротности сегментов антенны.

Очевидный недостаток рассмотренных “двухэтажных” PIFA – относительно большие габариты. Поэтому пока более широкое распространение получил метод расширения полосы пропускания рассматриваемого типа антенн за счет фрезеровки в горизонтально расположенной пластине прорезей различной геометрии (рисунок 16). Разрезы к тому же увеличивают электрическую длину антенны, что позволяет еще уменьшить ее габариты, а при определенных геометрических соотношениях PIFA ей можно придать многодиапазонные свойства.

Рисунок 16 – Варианты расширения полосы пропускания PIFA за счет создания различных прорезей: U-образной (а), меандр (б), L-образной (в)

На рисунке 16 изображены лишь некоторые виды многодиапазонных PIFA. Улучшение характеристик антенн за счёт таких прорезей послужило толчком к появлению нового направления конструирования PIFA, базирующегося на различных конфигурациях прорезей. Первоначально речь шла о разрезах простых геометрических форм. Такие формы в ряде случаев допускали аналитический расчет резонансных частот. Например, для двухчастотной PIFA c U-образной прорезью (см. рисунок 16(а)) нижняя резонансная частота определяется габаритами горизонтальной пластины. Она может быть рассчитана по соотношениям Minh Chau T. Huynh [2] для резонансной длины волны PIFA. Верхняя резонансная частота, соответствующая U-прорези, приближенно рассчитывается по формуле

,

где с – скорость света, б = 0,9. Для конструкции, приведенной на рисунке 16(а), L = 21 мм, W = 16 мм, L₂ = 10 мм и W₂ = 6 мм. Это позволяет получить две рабочие области частот: 2,45-2,48 ГГц и 5,25-5,32 ГГц.

В ходе экспериментов выяснилось, что наличие нескольких одинаковых прорезей у антенн типа «меандр» позволяет уменьшить габариты PIFA до 1/8 длины волны, не изменяя полосу пропускания (около 10%). Для снижения высоты горизонтального сегмента над экраном и обеспечения широкополосных свойств вместо вертикальной закорачивающей секции в PIFA с пластиной типа “меандр” может использоваться низкоомный резистор. Значение его сопротивления определяет рабочую частоту и полосу пропускания антенны (см. таблицу). Нетрудно заметить, что с увеличением номинала резистора полоса рабочих частот расширяется, достигая 11,2% (сопротивление резистора 6,8 Ом). Однако следует иметь в виду, что включение резистора приводит к потерям в усилении антенны, оцениваемом в 6 дБ уже при номинале 5,6 Ом.

Зависимость характеристик антенны (рис.12б) от сопротивления резистора при различных положениях точки подключения фидера (Ключевые геометрические размеры элементов антенны: L = 40 мм; W = 25 мм; I = 20 мм; h = 3,2 мм; S = 2 мм)

Слишком малое расстояние от экрана, составляющее в рассмотренном примере 0,01 длины волны излучения, приводит к заметному влиянию размеров экрана на электрические свойства PIFA. В частности, относительная ширина полосы рабочих частот увеличивается с увеличением размеров заземленной подложки. Ее большие габариты позволяют частично компенсировать потери усиления антенны, вызванные резистивной нагрузкой. При размерах экрана ~0,9 можно добиться увеличения усиления антенны до 5 дБ. Кроме того, протяженный экран служит и надежной преградой на пути распространения радиоволн в сторону тела пользователя.

Таким образом, антенны PIFA многодиапазонных мобильных средств связи в ходе эволюции превратились, по сути, в сложнейший антенный комплекс, состоящий из нескольких взаимосвязанных активных и пассивных элементов. Фактически комбинация различных по конструкции сегментов в едином многополосном антенном модуле стала основным методом в арсенале разработчиков широкополосных радиотехнических средств. Наиболее распространёнными конструкциями являются многообразные PIFA-конструкции, в том числе с интегрированными микрополосковыми и диэлектрическими резонансными антеннами.

антенна фидер беспроводной связь

3. Экспериментальное исследование антенн для мобильных средств связи

В этой главе производится экспериментальное исследование встроенных антенн для мобильных устройств, использующихся для беспроводной передачи информации. В результате численного эксперимента смоделированы антенны двух видов – inverted L-antenna (ILA) и inverted F-antenna (IFA). В заключение экспериментального исследования был изготовлен макет IFA и с его помощью выполнены измерения характеристик такого типа антенн.

3.1 Результаты численного моделирования

Для расчёта теоретических характеристик проводилось численное моделирование антенн. Все численные измерения проводились с помощью программной оболочки 4Nec2.

3.1.1 Inverted L–antenna

4Nec2 – широко известная программная оболочка, используемая для теоретических «расчётов» антенн. Первой была рассчитана антенна ILA. Для неё были вычислены диаграмма направленности (ДН) и коэффициент стоячей волны (КСВ).

При моделировании антенны нужно было, в первую очередь, учитывать предполагаемые габариты излучателя. Расчёт проводился с ориентацией на размеры стандартного сотового телефона, а это, в среднем, 4 см в ширину и 6 см в длину. Чтобы улучшить направленные свойства антенны, было решено моделировать её с экраном, непосредственно к которому прикрепляется сам вибратор. Нужно сказать, что в идеальном случае излучатель должен находиться над плоскостью экрана. Это приведёт к тому, что излучение антенны будет обладать максимально возможной направленностью. Но в силу всё тех же ограничений, установленных габаритами сотового телефона, использование такого вида конструкций для телефонов представляется практически невозможным. В противном случае, телефон с такой антенной будет обладать значительной толщиной, что никак не будет являться его преимуществом как миниатюрного мобильного устройства. Поэтому вибратор располагают в плоскости экрана. Такой метод несколько ослабляет воздействие экрана на излучатель, приводя к некоторому ухудшению направленности антенны. Но, учитывая перечисленные выше требования, данный метод изготовления является наиболее продуктивным.

Следующее, с чем пришлось считаться – ограничения самой программы 4Nec2. Дело в том, что в конструкциях таких антенн экран изготавливается из цельного проводника, нанесённого на какой-либо диэлектрик. Данная программа же не позволяет смоделировать цельный экран. Поэтому построение экрана производится как комбинация тонких проводников, соединённых между собой в виде сетки с заданным шагом. Если шаг будет не слишком большой, а количество проводников будет не слишком малым, то такую сетку с некоторым приближением можно рассматривать как цельный проводящий экран. На рисунке 17 изображён внешний вид сконструированной ILA.

Рисунок 17 – Вид смоделированной ILA

Питание к вибратору подводится к месту соединения его с экраном. Для большей наглядности , расчёт характеристик антенны производился при частотах работы WIFI – (2400-2485) МГц, при соблюдении всех перечисленных выше требований. Это мотивировано тем, что измерения характеристик с помощью изготовленного макета inverted F-antenna проводились на частотах работы сотовых телефонов стандарта GSM – (900-950) МГц. Принимая во внимание теорему об электродинамической эквивалентности в заключении эксперимента можно будет сопоставить результаты теоретического и практического измерения характеристик для двух разных диапазонов частот, используемых для беспроводной передачи информации. Таким образом, можно повысить эффективность проведённого эксперимента.

Размеры экрана составили: ширина – 4 см, длина – 6 см. Диметр провода составлял 1.5 мм. Размеры самого вибратора в длинах волн : длина горизонтальной части – 0.25л, длина вертикальной части – 0.042л, при длине волны л = 0.12 м. Входная мощность W = 100 Вт, сопротивление фидера Z_ф = 75 Ом.

При таких численных значениях были посчитаны ДН и КСВ для этой антенны (рисунок 18). КСВ антенны просчитывалось в диапазоне частот (2300-2500) МГц. ДН просчитывалось на частоте 2450 МГц. Её значение на рисунке 18(а) показано при углах ц = 360° и и = 110.°

а)

б)

Рисунок 18 – Вид рассчитанных характеристик ILA: а) ДН, б) КСВ

Как видно из рисунка 18(а), ДН ILA антенны имеет некоторые направленные свойства. Разница между максимальным и минимальным значением диаграммы составляет около 18 дБ. При данных углах уровень излучения варьируется от -18 до 0.58 дБ . Перепад между мощностями излучения на пользователя и в противоположную от него сторону составляет около 5 дБ. Если говорить о безопасности излучения такой антенны для пользователя, то её направленности явно недостаточно.

На рисунке 18(б) изображён КСВ ILA. На просчитанных частотах уровень КСВ лежит больше 2. Это говорит о том, что на этих частотах согласование антенны с фидером незначительное, так как для качественного приёма информации уровень КСВ не должен превышать порядка 1,7. При определённых условиях добиваются значения КСВ такой антенны ниже 2, но при этом диапазон рабочих частот резко сужается.

Просчитанные характеристики говорят о том, что исследованный тип антенн недостаточно эффективен для широкого применения как встроенного излучателя, используемого для беспроводной передачи информации. Но тем не менее, простота изготовления ILA порой служит тем спасательным мостиком для применения таких излучателей, который всё ещё вынуждает конструкторов прибегать к использованию антенн такого типа.

3.1.2 Inverted F–antenna

Следующей рассчитанной антенной явилась inverted F-antenna (IFA). Согласно пункту 2.3, антенна IFA представляет собой два соосных L-излучателя. Конструкцию такой антенны можно представить как два соединённых последовательно шлейфа, один из которых вносит индуктивную часть во входное сопротивление антенны, являясь магнитным излучателем, а второй – ёмкостную добавку, являясь электрическим излучателем. Поэтому, варьируя расстояние между вертикалями, можно менять значение входного импеданса антенны и, тем самым, добиться лучшего согласования антенны с фидером. Это и является основным преимуществом IFA по сравнению с антенной типа ILA.

При моделировании IFA авторы столкнулись с теми же проблемами, что и при численном моделировании ILA. Ограничения размеров экрана проводилось в соответствии с размерами стандартного сотового телефона. Сам экран был изготовлен как комбинация тонких проводников, соединённых в сетку с заданным шагом, в силу ограничений самой программы 4Nec2.

Вибратор IFA располагается в плоскости экрана, что приводит к уменьшению объёма, занимаемого антенной. Питание к излучателю подводится к месту соединения второй вертикали с экраном. Первая вертикаль также соединяется с экраном. Внешний вид конструкции изображён на рисунке 19. Для повышения эффективности проводимого эксперимента, расчёт характеристик для IFA, в случае кик и с ILA, проводился на частотах стандарта WIFI – 2400-2485 МГц.

Условия эксперимента: используемая частота для расчёта ДН – 2450 МГц (л = 0.12м), длина экрана – 4 см, его ширина – 6 см, диаметр провода – 1.5 мм, длина горизонтальной части вибратора в длинах волн – 0.23л, длина вертикалей – 0.042л, расстояние между ними – 0.03л. Входная мощность W = 100 Вт, сопротивление фидера Z_ф = 75 Ом. При указанных выше параметрах для IFA были вычислены ДН и КСВ (рисунок 20). Расчёт КСВ производился на частотах от 2300 до 2500 МГц. На рисунке 20(а) ДН изображена при углах ц = 360° и и = 110°.

Рисунок 19 – Внешний вид смоделированной IFA

а)

б)

Рисунок 20 – Вид рассчитанных характеристик IFA: а) ДН, б) КСВ

Из рисунка 20(а) понятно, что смоделированная IFA обладает направленностью излучения. Разница между максимальным и минимальным значением излучения составляет примерно 23 дБ. При данных углах уровень излучения варьируется от -20 до 3.37 дБ. Разница между мощностью излучения на пользователя и в сторону противоположную от него составляет примерно 5 дБ.

Что же касается рассчитанного КСВ данной антенны (рисунок 20(б)), то его значение в пределах частот от 2340 до 2440 МГц меньше 2. Это говорит о хорошей согласованности данной антенны с фидерной линией в этом диапазоне частот. Минимум КСВ наблюдается на частоте 2400 МГц.

Нужно сказать, что при моделировании IFA был замечен тот факт, что расстояние между вертикалями несущественно влияет на вид диаграммы направленности антенна, но, в то же время, значение КСВ оказывается очень чувствительным к изменению этого параметра.

Сравним полученные расчётные характеристики для ILA и IFA. ДН направленности этих антенн, отличаются по уровню максимального излучения примерно на 3 дБ, значения минимумов отличаются на 2 дБ. В целом, вид диаграмм направленностей ILA и IFA совпадает. Заметные отличия рассчитанных характеристик антенн можно пронаблюдать на КСВ. Если рассчитанный КСВ ILA только «подходит» к уровню 2, то КСВ IFA на полосе частот шириной в 100 МГц даёт довольно неплохой результат, становясь меньше 2 с минимумом 1.4 на частоте 2400 МГц. . Можно говорить о том, что использование IFA более выгодно, чем ILA с точки зрения энергетических затрат на излучение электромагнитных волн. Поэтому встроенные антенны в виде F-образных вибраторов встречаются гораздо чаще, чем антенны типа ILA.

3.2 Результаты экспериментального исследования

Целью проведения практической части эксперимента является подтверждение расчётных данных. Практический эксперимент был проведён с помощью сконструированной модели IFA. Для неё были измерены ДН и КСВ. Методика измерения этих характеристик представлена в пункте 3.2.1.

3.2.1 Методика измерения характеристик

Экспериментальная схема, с помощью которой была снята диаграмма направленности, изображена на рисунке 21. Исследуемая антенна подключена непосредственно к приёмнику сигналов SMV – 8. Передающая и приёмная антенны были помещены в безэховую камеру. Это было сделано для уменьшения нежелательного вносимого вклада в эксперимент излучением, отражённым от стенок и металлических конструкций в кабинете.

Рисунок 21 – Экспериментальная схема

Частота работы передающей антенны составляла 950 МГц. Исследуемая приёмная антенна была установлена на триножку с проградуированной шкалой значений углов, с шагом измерений 5°. При повороте триножки значение мощности излучения, показываемое приёмником, изменялось. Так была снята зависимость мощности принимаемой исследуемой антенны от угла поворота. По полученным данным была построена ДН.

Измерение коэффициента отражения в широкой полосе частот с помощью измерительной линии или моста слишком трудоемко и низко производительно. Сложные и дорогостоящие панорамные измерители не всегда доступны. Однако в тех случаях, когда достаточно знать коэффициент отражения или КСВН с погрешностью 10-20%, указанные параметры можно измерить с помощью измерителя амплитудно-частотных характеристик (ИАЧХ) и отрезка длинной линии по схеме, приведенной на рисунка 25.

8

Рисунок 25 – Схема измерения коэффициента отражения

1 – проходная детекторная секция, 2 – отрезок линии передачи с волновым сопротивлением W₀

Если к высокочастотному выходу ИАЧХ с выходным сопротивлением Z подключить через проходную детекторную головку отрезок линии передачи с волновым сопротивлением W₀, нагруженный на сопротивление Z_н, то при Z = W₀ и отсутствии потерь в линии напряжение на выходе ИАЧХ (в месте включения детекторной секции) будет равно

,

где

– комплексный коэффициент отражения; U₀ – напряжение на согласованном выходе ИАЧХ; v – скорость распространения волны в линии; L – длина линии.

Продетектированное напряжение при Z_н W₀ будет изменяться от

Г_ьшт=Г₀(1-Г_н) до Г_ьфч=Г₀(1+Г_н)б

как это показано сплошной линией на рисунке 26. Пунктирной линией обозначена осциллограмма напряжения в случае разомкнутой линии (Z_н=). Уменьшение размаха U при увеличении частоты обусловлено потерями в линии.

Легко показать, что модуль коэффициента отражения

|Г_н|=U/U₁

а фаза

=2f/f_0,

где f – сдвиг минимума напряжения при подключенной нагрузке относительно минимума при разомкнутой линии; f₀ = v/2L – расстояние между минимумами кривой при разомкнутой линии. Зная модуль и фазу коэффициента отражения можно определить величину комплексного сопротивления нагрузки, используя диаграмму Вольперта-Смита. Величина КСВН определяется известным соотношением

.

8

Рисунок 26 – Осциллограммы, получаемые на экране ИАЧХ

1 – линия нагружена на сопротивление Z_н W₀, 2 – линия разомкнута на конце

Длина кабеля L должна быть достаточной, чтобы в исследуемом участке частотного диапазона было хотя бы 2-3 минимума или максимума кривой. Нелинейность амплитудной характеристики детекторной головки приводит к увеличению U, вследствие чего измеренное значение |Г_н| оказывается несколько завышенным по сравнению с истинным. Поэтому напряжение на выходе ИАЧХ должно быть достаточным, чтобы детектор работал на линейном участке вольтамперной характеристики.

Недостаток метода заключается в том, что измеренные величины |Г_н| и являются усредненными на интервале f₀ и нельзя установить их точное значение на любой частоте. Однако при исследовании широкополосных устройств этот недостаток становится несущественным.

3.2.2 Характеристики inverted F–antenna

Характеристики исследуемой антенны снимались на частоте работы сотовых телефонов стандарта GSM – 950 МГц. При этой частоте л = 0.31 м. Для качественного исполнения модели IFA и для получения приемлемых характеристик нужно было точно рассчитать габариты исследуемой антенны для данной длины волны. Это было сделано с помощью программного пакета CST Microwave Studio. Эта программа позволяет моделировать антенны с условиями максимально приближенным к реальным. Чертёж выполненной антенны изображён на рисунке 27. Размеры антенны даются в длинах волн.

Рисунок 27 – Чертёж выполненной антенны

Внешний вид самой антенны и вид осцилограммы, полученной при измерении КСВ антенны на экране прибора Х1-42, показаны на рисунке 28.

Рисунок 28 – Внешний вид антенны (слева) и осциллограммы, полученной при измерении КСВ (справа)

Во время измерения КСВ обнаружилось побочное действие близлежащих проводников на вид осциллограммы. К тому же соприкосновение с конструкцией приводило к резкому изменения показаний прибора. Поэтому для более качественного результата измерений конструкцию антенны приходилось максимально отдалять от металлоконструкций и других проводников. В случае измерения ДН переизлучение от посторонних предметов не было, так как измерения проводились в безэховой камере. Вид измеренных характеристик изображён на рисунке 29. Для наглядности на рисунке 28(б) изображён красным цветом уровень 2.

а)

б)

Рисунок 29 – Вид ДН(а) и КСВ(б) исследуемой антенны

Из рисунка 29(а) видно, что измеренная диаграмма направленности обладает направленными свойствами. На ней чётко видны максимум и минимум излучения. Это говорит о том, что использование исследуемой IFA в качестве встроенного излучателя сотового телефона представляется вполне реальным. Из рисунка 29(б) следует, что исследуемая антенна имеет хороший показатель согласования с фидером на частотах от 840 до 880 МГц, где значение КСВ IFA лежит ниже уровня 2. «Выгодная» область значений КСВ сдвинута в сторону уменьшения частоты вследствие того, что размеры антенны перед конструированием были вычислены не совсем точно для работы на частоте 950 МГц. Используя чертёж, изображённый на рисунке 27, можно сконструировать антенну нужных размеров и добиться того, чтобы провал значений КСВ происходил на нужных частотах.

Анализ полученных результатов.

Для качественного анализа полученных результатов стоит наглядно сопоставить численно рассчитанные характеристики с измеренными параметрами антенны. На рисунке 30 изображены рассчитанная и измеренная диаграммы направленности IFA.

Рисунок 30 -Измеренная ДН(слева) и рассчитанная ДН(справа)

Из рисунка 30 видно, что вид рассчитанной и вид измеренной диаграмм направленности совпадают. Сохраняются направления минимума и максимума излучения. Напомним, что измерения и численные расчёты параметров исследуемой антенны производились в двух разных диапазонах. Для измерения был взят рабочий диапазон частот сотовых телефонов стандарта GSM с центральной частотой 950 МГц. Для численных расчётов брался диапазон частот WIFI с центральной частотой 2450 МГц. Это сделало наш эксперимент более «широким» в частотном отношении. С определённой точностью можно сказать, что исследуемая IFA излучает и принимает сигналы с одинаковой направленностью в двух разных частотных диапазонах, используемых для беспроводной передачи информации.

Для визуального сравнения измеренного КСВ с вычисленным приведён рисунок 31.

а)

б)

Рисунок 31 – Вид измеренного КСВ(а) и вид вычисленного КСВ(б) исследуемой антенны

Измеренный КСВ (рисунок 31(а)) для исследуемой антенны имеет такой же спад значений, как и вычисленный (рисунок 31(б)). Отличие состоит в том, что у вычисленного КСВ диапазон частот, на которых значение коэффициента меньше 2, значительно больше. Если у измеренного коэффициента этот диапазон составил порядка 40 МГц, то у КСВ, полученного численным методом, ширина рабочего диапазона составляет примерно 100 МГц. Согласно вышесказанному, можно заключить, что рассмотренная антенна может быть хорошо согласованной на разных диапазонах частот, используемых для передачи информации беспроводным путём. Это говорит о том, что применение такой антенны в качестве встроенного излучателя-приёмника во многих случаях является оправданным. Поэтому антенны типа IFA получили широкое распространение среди конструкторов мобильных цифровых устройств.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В ходе работы рассмотрены такие типы встроенных антенн, как: inverted L-antenna (ILA), inverted F-antenna (IFA), planar inverted F-antenna (PIFA). Все эти антенны используются для беспроводной передачи информации. Изучены характеристики этих антенн, в частности: входной импеданс, диаграмма направленности и коэффициент стоячей волны, рассмотрена зависимость этих характеристик от габаритов конструкций излучателей.

Проведено экспериментальное исследование двух типов антенн: ILA и IFA. С помощью программы 4Nec2 для этих антенн рассчитаны ДН и КСВ на частотах WIFI-диапазона – 2400-2483,5 МГц.

В ходе численного эксперимента установлено, что использование антенны типа IFA как встроенной антенны для мобильных устройств, осуществляющей передачу информации беспроводным путём, является более выгодным, чем использование антенны типа ILA; оказалось, что IFA согласуется с фидером гораздо лучше, чем ILA. Значение входного импеданса IFA может варьироваться в зависимости от расстояния вертикалей антенны.

Изготовлен макет IFA антенны, при помощи которого измерены ДН и КСВ для этой антенны в диапазоне частот работы сотового телефона стандарта GSM – 925-965 МГц. Согласно теореме об электродинамическом подобии излучателей произведено сравнение характеристик для антенны этого типа, измеренных в разных частотных диапазонах. Показано, что результаты экспериментального исследования совпадают с результатами численного моделирования.

Таким образом, можно считать, что результаты численного моделирования позволяют рассчитать с достаточной точностью характеристики антенн, что является достаточно важным фактом, так как в большинстве случаев выполнение в лабораторных условиях макетов исследуемых излучателей и измерение с их помощью антенных характеристик является невозможным.

Автор данной работы считает все задачи, поставленные в начале исследований, выполненными, работу считает законченной.

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ

1. Wheeler H.A., A. Helical Antenna for Circular Polarization. – Proceedings of the IRE, Dec. 1947, p.1484-1488.

2. Minh’Chau T. Huynh. A. Numerical and Experimental Investigation of Planar Inverted’F Antennas for Wireless Communication Applications. – In: Master Thesis of Science in Electrical Engineering. – Virginia Polytechnic Institute and State University. – Blacksburg, Virginia. – Oct. 19, 2000. – 123 p. – http://scholar.lib.vt.edu/theses/available/ etd’10242000’22130026/unrestricted.

3. Redvik J. Overview of Small Antennas at EMW.- In: COST 260 Management Committee and Working Groups Meeting, Gothenburg, Sweden, May 2-5, 2001. – Small Antenna Group Antenna Research Center. – Ericsson Microwave Systems AB. – http://www.rc.fer.hr/ cost260/gothenbu/gop33.pdf.

4. Ollikainen J., Vainikainen P. Design and Bandwidth Optimization of Dual’Resonant Patch Antennas. – Helsinki University of Technology. Radio Laboratory Publications. REPORTS 252. – Espoo. March, 2002. – http://lib.tkk.fi/ Diss/2004/isbn9512273810/article1.pdf. 8.

5. Patent 6,795,028 USA. H01Q 1/24. Wideband Compact Planar Inverted’F Antenna/ Warren L. Stutzman, Minh’Chou Huynh. – Date of Patent: Sept. 21,2004. – PCT Filed: Apr. 27, 2001.

6. Драбкин А.Л., Зузенко И.Л. Антенно-фидерные устройства. – М.:Сов. Радио.1961. – 816 с.

7. Gobien A.T. Investigation of Low Profile Antenna Designs for Use in Hand_Held Radios.- Master Thesis of Science in Electrical Engineering. – Virginia Polytechnic Institute and State University. Aug. 1, 1997. – http://scholar.lib.vt.edu/theses/available/etd_7697_21043.

8. Беличенко В.П., Буянов Ю.И, Кошелев В.И. Излучение сверхширокополосных электромагнитных импульсов. Метод. пособие. Томск: Изд-во Томск. ун-та , 2004 – 31 с.

9. Беличенко В.П., Буянов Ю.И, Кошелев В.И. Приём сверхширокополосных электромагнитных импульсов. Метод. пособие. Томск: Изд-во Томск. ун-та , 2004 – 31 с.

10. Кочержевский Г.Н. Антенно-фидерные устройства. М., «Связь». -1972. – 280с.

11. Шубарин Ю.В. Антенны сверхвысоких частот.-1960. – 19-37с.

12. Айзенберг Г.З. Антенны ультракоротких волн.-1957. – 126-152с.